1 引言

 微通道板（MicroChannel Plate，MCP）選通分幅相機具有皮秒量級的時間分辨能力和二維空間分辨能力，是慣性約束聚變（Inertial ConfinementFusion，ICF）中的重要診斷工具[1~4]。ICF 聚變燃燒階段，需要使用時間分辨率優于 30 ps 的分幅相機對等離子體進行診斷。MCP 選通分幅相機在使用薄 MCP 的情況下，時間分辨率可達到 35 ps，但同時帶來了增益差、信噪比低等缺點，無法滿足測量需求[5,6]。2010 年，LawrenceLivermoreNationalLaboratory（LLNL）將電子束時間展寬技術與 MCP選通分幅相機相結合，成功研制了時間分辨率為5 ps 的展寬型分幅相機[7]。展寬型分幅相機在 MCP選通分幅相機的基礎上，加入了信號時間放大環節。時間放大過程：在微帶陰極和陽極柵網間施加逐漸減小的時變電場，使先出射的光電子具有更高的速度。在陽極柵網和 MCP 變像管之間有一段真空漂移區，電子束團通過該區域的過程可視為勻速運動。電子間存在速度差，因此，通過漂移區的渡越時間不同。在通過漂移區后，電子束團的時間寬度為原始時間寬度與*大渡越時間差之和，即電子束的時間寬度被展寬。*后，展寬后的電子束團被MCP 變像管采集成像。為了提高空間分辨率，需要使用長磁透鏡在漂移區產生強磁場，減小電子束的徑向擴散[8]。長磁透鏡無法在大電流環境下長時間工作，否則會產生大量焦耳熱。因此，需要使用電流脈沖對長磁透鏡進行激勵。

 脈沖的產生方式主要有傳輸線、直線型變壓器驅動源（Linear Transformer Driver，LTD）、磁開關壓縮、Marx 電路等，不同形式的脈沖發生器拓撲結構如圖 1 所示。傳輸線型脈沖發生器利用傳輸線進行儲能，通過傳輸線中的波過程形成方波高壓脈沖，輸出脈沖的寬度由傳輸線長度決定[9]。LTD 型脈沖發生器具有模塊化的特點。LTD 模塊產生的脈沖，通過變壓器的感應作用同步傳輸到次級繞組上，并利用次級繞組串聯的結構實現疊加輸出[10]。磁開關壓縮型脈沖發生器中，關鍵點為配合電容充放電時間和磁開關非飽和時間，使磁開關在前**電容完成充電時飽和導通，利用各級電容的充放電時間差異實現脈沖壓縮[11]。Marx 型脈沖發生器多以電容器作為儲能元件，通過控制級間轉換開關的狀態，實現并聯充電回路和串聯放電回路之間的切換，從而得到大幅值電壓脈沖[12]。

 本文設計了電流脈沖發生器，研究了電路參數對輸出電流脈沖的影響，并模擬了電流脈沖應用于長磁透鏡時獲得的相機空間分辨率。

2 脈沖電流模擬結果與分析

2.1 電路結構與原理

 采用串并聯 Marx 電路結構進行電流脈沖發生器設計，電路結構如圖 2 所示。電路使用型號為TN5050H-12WY 的晶閘管作為開關元件，可通過小功率信號控制電路導通。利用晶閘管的電流觸發特性，將次級晶閘管的門極通過限流電阻接地，使次級晶閘管可在陰極電勢變化時自動導通，省去了次級晶閘管的驅動電路設計，壓縮了電路體積與成本。

 以**條支路為例，電路導通過程如下：電路充電電壓為 HV，充電過程中，晶閘管關斷，各級儲能電容并聯充電。當觸發信號到來時，晶閘管 S11先導通。S11 導通后，S11 陽極和陰極間電勢差降為0 V，第**儲能電容 C11的上極板電位下降至 0 V，下極板電位因感應降為 ?HV，**級晶閘管 S12的

 門極和陰極間產生電勢差，從而產生導通電流，使晶閘管 S12 導通。晶閘管 S12 導通后，同樣會導致**級儲能電容 C12 的下極板處于負電位，從而產生電勢差，形成導通電流，使晶閘管 S13 導通。同理，晶閘管 S14 會在 S13 導通后自動導通。R11~R17 為隔離電阻，在設計時選用較大阻值的電阻，所在支路可視為斷路。晶閘管 S11~S14 全部導通后，晶閘管、儲能電容、負載構成放電回路，儲能電容 C11~C14 串聯放電，產生幅值為 ?4HV的電壓脈沖，從而在負載上形成電流脈沖。

 其余支路的導通過程與**條支路一致，觸發信號同時作用于各條支路上第**晶閘管的門極，各條支路的次級晶閘管依次導通。同一條支路的儲能電容串聯后，與其他支路并聯，共同對負載放電。

2.2 充電電壓與電流脈沖關系

 使用 Proteus 軟件，搭建單路四級串聯 Marx 仿真電路如圖 3 所示。其中，充電電壓為 500 V，儲能電容為 2 200 μF，負載為磁透鏡等效電阻 6 Ω 和等效電感 31.5 mH，級間隔離電阻值為 5 kΩ，次級晶閘管的門極通過 1 kΩ 的限流電阻接地。

 改變充電電壓，得到電流脈沖的峰值電流和半高寬（Full Width at Half Maximum，FWHM）變化曲線如圖 4 所示。當充電電壓增大時，輸出的脈沖峰值電流增大，且儲能電容越大，電流增長曲線斜率越大，即峰值電流增長速率越快。同一儲能電容條件下，充電電壓增大時，電流脈沖半高寬幾乎不變。儲能電容越大，得到的電流脈沖平均半高寬越大。這是因為回路放電時間主要由儲能電容值與放電負載決定，充電電壓增大并未改變放電回路參數，故改變充電電壓不影響脈沖半高寬。而在放電時間確定的情況下，充電電壓增大導致電容存儲電荷量增大，從而導致單位時間釋放的電荷量增多，即脈沖峰值電流增大。

2.3 儲能電容與電流脈沖關系

 以磁透鏡等效電阻 6 Ω 和等效電感 31.5 mH 為負載，改變儲能電容大小，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 5 所示。由圖 5（a）可知，充電電壓一定時，儲能電容值越大，脈沖峰值電流越大。在 100~300 μF 區間內，峰值電流的平均增長率為 60.73%；在 2 000 ~ 2 200 μF 區間內，平均增

 長率為 2.89%。由此可知，峰值電流的增長率在逐漸減小，通過提高儲能電容值來增大脈沖峰值電流的方式有局限。觀察圖 5（b）可知，脈沖半高寬隨

 儲能電容值的增大而增大，半高寬增長率同樣逐漸減小。不同充電電壓的半高寬變化曲線基本重合，進一步證明充電電壓與脈沖半高寬無關。

2.4 負載與電流脈沖關系

 在充電電壓 500 V，儲能電容 2 200 μF 的條件下，分別改變負載電阻與負載電感，得到不同的電感與電阻組合，以此代表不同規格磁透鏡的阻抗特性。測量不同規格磁透鏡作為負載時的脈沖峰值電流和半高寬，得到變化曲線，如圖 6 所示。由圖 6（a）可知，負載電阻和負載電感增大時，峰值電流均會減小，且減小幅度逐漸變小。其中，負載電阻對峰值電流的影響程度更大。在圖 6（b）中，負載電阻和負載電感的增大，均會引起脈沖半高寬的增大，且增長趨勢逐漸變緩。其中，負載電感對脈沖半高寬的影響更大。

2.5 串聯級數與電流脈沖關系

 在單路 Marx 電路中，充電電壓為 500 V，儲能電容為 2 200 μF，負載為兩種規格的磁透鏡的等效電阻和等效電感，分別為 6 Ω 電阻和 31.5 mH 電感、

 3.7 Ω 電阻和 4.54 mH 電感。改變串聯級數，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 7 所示。由圖 7（a）可知，串聯級數越多，輸出的脈沖峰值

 電流越大。負載為 3.7 Ω 電阻和 4.54 mH 電感時，增加**串聯支路，得到的輸出峰值電流*大增長幅度為 80 A，隨著串聯級數增加，增長幅度逐漸減

 小至 21 A。負載為 6 Ω 電阻和 31.5 mH 電感時，*大增長幅度為 37.6 A，并逐漸減小至 7 A。這是因為串聯級數增加時，脈沖發生器內阻增大，導致輸

 出的電壓脈沖峰值無法像理論值一樣呈倍數增加，從而導致輸出峰值電流的增量逐漸減小。當串聯級數為 9 時，增加級數得到的電流增長率小于 5%。

 此時，串聯級數的增加對于輸出電流峰值影響較小。此外，電流*大增長幅度隨負載的增大而減小。由圖 7（b）可知，串聯級數增加時，電流脈沖半高

寬減小，且變化曲線趨于平緩，這是因為放電回路的等效電容隨串聯級數的增加而減小。

2.6 并聯級數與電流脈沖關系

 在充電電壓 500 V，儲能電容 2 200 μF，四級串聯條件下，分別以三種規格的磁透鏡的等效電阻和電感作為負載，改變并聯級數，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 8 所示。由圖 8（a）可知，并聯級數的增加時，不同負載組合的峰值電流曲線均呈現先增后減的變化趨勢。負載越小，曲線變化波動越大。這是因為并聯的拓撲結構減小了Marx 電路的阻抗。充電完成時，儲能電容兩端的電壓減小，使得輸出的電壓脈沖峰值減小，從而導致每一路 Marx 電路的輸出電流減小[13]，如圖 9 所示。電路輸出電流為每一路 Marx 電路輸出電流和并聯級數的乘積，并聯級數增加的同時，單路 Marx 電路輸出的電流減小，導致輸出的峰值電流呈先增后減的變化趨勢。由圖 8（b）可知，并聯級數越大，電流脈沖半高寬越大。這是因為并聯級數增加導致放電回路的等效電容增大，與增大儲能電容值對脈沖半高寬的影響效果一致。并聯級數增加時，負載越大，脈沖半高寬變化曲線的斜率越大。